25.1　いろいろな回路を試すために

25.2　電源回路の検討

まず電源です．今回も出来合いのスイッチングレギュレータ方式のACアダプタを使うことにします．構成としてはACアダプタ→フィルタ回路→電圧分割回路となります．

さて，初段はフィルタ回路です．ACアダプタの出力にはかなりノイズがのっています．ギターアンプをやったときには対策に苦慮しました．このときには低損失三端子レギュレータを用いました．今回はトランジスタリップルフィルタを使うことにします．効果のほどをシミュレーションで比較してみます．

素子や定数の設定によりますが，シミュレーション上はトランジスタリップルフィルタの交流の遮断特性は三端子レギュレータと似たようなものです．ただ，レギュレータは出力電圧を固定するので出力電圧を変えたい場合には使えませんが，トランジスタリップルフィルタは，電源電圧を変えれば出力電圧も追随します．いろいろ試そうと思っている回路の電源電圧はVcc-Veeで30Vから5Vといったものまで多様ですから，トランジスタリップルフィルタのほうが適しているでしょう．

上の図を見ればわかりますが，このままではスイッチングレギュレータのノイズに多い100kHz以上の高周波域で目的とするフィルタ効果がありません．少しばかり手を加えます．下図でL1，L2はコモンモードフィルタ，R7，D1はパイロットランプ代わりのLED，R6とC2とでCRローパスフィルタです．リップルフィルタの前段に入れたコモンモードチョークと後段に入れたCRフィルタで周波数が高い領域に対処します．

この回路では突入電流を警戒する必要があります．電源投入時，トランジスタQ1にはコンデンサへの突入電流が流れます．大電流がQ1に発生する時間は短いですが，瞬時でもQ1のコレクタ電流Icあるいはコレクタ損失Pcの最大定格を越す電流が流れたり，損失が発生すればQ1は焼損する可能性があります．ACアダプタの出力電圧，コンデンサ手前の抵抗値，さらにコンデンサ容量の設定次第ですが，最大値は2Wを越すこともあります．2SC1815のコレクタ損失の最大定格は400mWですからQ1には使えません．安全を考えるならQ1には5W以上のクラスのパワートランジスタを使う必要があるでしょう．

次は，電圧分割回路です．わざわざ専用の電源回路を組むのですから，MOS-FETバッファアンプで採用したオペアンプ＋トランジスタバッファ式で組むことにしました．この方式のメリットは正側と負側の負荷が少々異なっていても，中立電位を維持できる点にあります．今後，組み付ける増幅部の正側と負側の負荷が一緒である保証はないわけですから，この手段をとることにします．フィルタ回路併せた回路図は下図のようになります．

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オーディオの電源には，一般的には，残留リップルが少ないことと，出力インピーダンスが低いことの二つが求められます．今回の電源について調べてみます．

まず残留リップルですが，使用予定のACアダプタは電源は秋月の24V0.5Aです．ネット上に秋月の15V・ACアダプタのリップル測定結果がありました．600ｋHzで15〜40mV p-pだそうです．これから大きめに推定しても24V，600kHzで100mV p-p程度でしょう．

上に示したAC Analysisからすると，600ｋHzのリップルはフィルタ通過で約150dB減衰します．100mV p-pのリップルは3.2nV p-pまで減衰します．しかしながら周波数が低いほど減衰率は少なくなります．もしアダプタから100Hzで100mV p-pのリップルが出ていれば，これは100uV p-pまでしか減衰しません．最悪で100uV p-p程度のリップルが残留することになります．

次は出力インピーダンスです．もし乾電池が理想電源なら，瞬時にどれだけ大量の電流でも取り出せることになりますが，実際はそうはいきません．それは電池内部に所定の抵抗があるからで，正極と負極を短絡しても，この内部抵抗によって電流は制限されます．電池の内部抵抗，すなわち電池の出力抵抗を知るには下図のように電池の正極と負極とを値の異なる二つの抵抗でつなぎ替えて，それぞれの場合の電位を測れば，オームの法則を適用するだけで知ることができます．

V1 = V (R1/(R0+R1)) and V2 = V (R2/(R0+R2)) 
････････
R0=(V1-V2)/(V2/R2 – V1/R1)
　　=(8.18-7.50)/(7.50/50-8.18/100)=10

上図の方法はシンプルでいいのですが直流の出力にしか適用できません．オーディオの電源として評価したいのは電源から見て負荷が変動する場合です．この課題を解決するための準備として下図の回路を考えます．

この回路で抵抗をRa1→Ra2と取り替えると電源からの電圧VcもVc1→Vc2へ，Ra1,2とRbとの間の電圧VeもVe1→Ve2へと変動します．この一見面倒くさそうな回路は，じつはよくできていて，オームの法則にのっとって代数を解いて行くと，R0＝-(ΔVc/ΔVe)Rb，（ただしΔVc=Vc1-Vc2，ΔVe=Ve1-Ve2）というありがたい結果にたどり着きます．Raの絶対値が式の中からなくなるのです．

R0=-(ΔVc/ΔVe)Rb
=-((8.57-8.44)/(4.29-5.63))×100
≒10

ここまで来るとRaが特定の周波数で振動しているなら，そのときのR0がその周波数における電源の出力インピーダンスZ0にほかなりません．さらにテブナンの定理を適用すれば上図で電池として破線で囲んだ領域は，任意の電源回路に置き換えることができます．Raに代えてトランジスタQ1（Base電流を少なくするためダーリントントランジスタで）をいれ，これのベースにファンクションジェネレータで正弦波の電圧をかければQ1は特定の周波数で振動する抵抗になります．あとは正弦波の周波数をスイープさせてΔVc，ΔVeを読みとっていけば，電源の出力インピーダンスの出力周波数依存性がわかります．こういう回路図になります．

今回の回路に適用します．

ファンクションジェネレータであるV1の周波数を変化させると，正電源の出力インピーダンスZoは次のようになりました．1kHz以上もシミュレーションしようとしましたがエラーになりできませんでした．

比較のために，Chu Moyの電源とAC100Vから中間タップ付きトランス経由で正負電流を取り出しブリッジ回路で整流する方式はどうかをみてみます．

Chu Moyの電源の場合は，フィルタがありませんから電源のリップルがそのまま出てきます．電池をそのままACアダプタに変えることは考えものだということです．むろん電池が電源であれば，リップルフリーですからフィルター回路は必要ありません．電池が電源のときに気にしなくてはならないのは，出力インピーダンスです．ことに積層乾電池の内部抵抗は大きく，これが低周波数域の出力インピーダンスを劣化させます．対策は電解コンデンサの容量を増やすことが何より効きます．電解コンデンサと並列に入れている抵抗を小さくするのも効きますが効果はうすいです．

AC100V・中間タップトランス・ブリッジ回路方式の場合，リップルを1mV以下にしたいなら少なくとも50/60Hzで80dB以上の交流の遮断特性をもつ平滑回路が必要です．三端子レギュレータを用い，レギュレータの上流と下流に大容量の電解コンデンサを入れれば何とかなるでしょう．シミュレートできます．やってみたのは正側だけです．負特性の三端子レギュレータはまともに動くspice modelが見つからずシミュレートできてません．

この構成では出力インピーダンスはかなり低くなります．出力インピーダンスを見積もるためのシミュレーションにおいては，nV単位の電圧変動を知りたいので交流電源に接続するのは無理です．理想電源につないでみると，ファンクションジェネレータで加えた振幅10mV周波数10Hzの信号に対応する1kΩ負荷の電圧変動幅ΔVe=42uVのとき，電源電圧の変動幅ΔVc =1.8nVでした．このときの出力インピーダンスは0.042Ωです．低いインピーダンスは理想電源とレギュレータとの間に抵抗を入れても低いまま保たれます．三端子レギュレータの恩恵です．私が今回やろうとしている回路でも，トランジスタリップルフィルタに代えて三端子レギュレータを用いれば出力インピーダンスは下がりますが，トレードオフとして出力電圧が固定されます．

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25.3　出入力インターフェイス回路

まず入力側です．ボリュームを取り付けずに済まそうかと考えましたが，お手製のヘッドホンアンプさんが紹介している金田式モドキを試してみようと思いつきました．

回路図をみればわかるとおりオーディオ信号が可変抵抗を通り抜けないというところがメリットでしょう．ただ，この方式を採用すると二つデメリットを被ります．ひとつめは減衰です．最大音量にしたとき，直結時よりも下がります．ふたつめがボリューム回転に伴う音量変化が聴覚上リニアにならないことです．ひとつめは，容認できる話ですがふたつめはイヤラシイです．どの程度外れるか計算してみると下記のようになります．

金田式モドキにするとボリュームを少し回しただけで急に音量が増し，その先は回しても音量が増えないという，たいへん扱いにくい特性になるようです．これが普通の人が使うのであれば採用不可ですが，使用者は私だけですからやってみることにします．使えないと分かればコンベンショナルな方法に戻すだけです．

入力にはローパスフィルタもつけます．周波数が100kHzを越す信号がアンプ内に侵入してもいいことはないと思いますので，入口の2.2kΩの後に280pFのスチコンを入れます．さらに，ボリュームの先で回路をふたつに分けます．ひとつはそのまま増幅部につなぎますが，もうひと経路は10uFの無極性電解コンデンサを介するようにします．入力にオフセットが重畳している場合の対策です．

次は出力側です．アンプの出力でやっかいなのがオフセットです．以前に反転のChu Moyをやったときに調整をしないかぎり，そこそこにオフセットが出ることが分かっています．高速増幅素子による・・・をやったときには，オペアンプの組み合わせ次第では数十mVのオフセットが発生したため試聴を諦めた組み合わせもありました．今回は，できるかぎりいろいろなパターンを試したいので，オフセットカットのためアンプ出力は470uFのカップリングコンデンサを介して出力できるようにします．出力先のインピーダンスが32Ωなら20Hzでの減衰は-1.13dB，300Ωなら20Hzでも減衰は-0.015dBです．むろん，オフセットが数mVで安定するなら，わざわざカップリングコンデンサを介す必要はありませんから，ダイレクト出力も取り出せるようにします．

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出力の最終段にはZobelネットワークを組み込みます．これは抵抗とコンデンサとを直列に接続したものをヘッドフォンと並列に挿入するものです．私の大事なヘッドフォンSennheiser/HD580を自作アンプの不測の発振から守るために入れます．

手作りアンプ（とは限りませんが・・・）の事故としてよくあるのが，アンプが不安定になって発振し，内部部品が昇天したり，スピーカのボイスコイルが焼けたりというものです．発振の原因はいろいろですが，そのうちの一つが負荷（スピーカー・ヘッドフォン）のインピーダンスの高周波域での急激な上昇によって，アンプ自体のオープンゲインが増大することから誘発される発振です．スピーカーやヘッドフォンのインピーダンスは10kHｚあたりから緩やかに立ち上がるのが普通です．この立ち上がりは可聴域外で急激に大きくなります．ボイスコイルが銅の巻線であるため，そのリアクタンスが現れてくるわけで，避けがたいものです．

発振は恐ろしいです．ふつう発振周波数は可聴域外なので気づきません．事故例は「スピーカから煙」で検索すれば，やたらとヒットします．これらのかなりのものが発振による事故と考えて間違いは無いでしょう．ろくに安全性の検証もせずにつくる手作りアンプは発振の恐れが相当にあると考えておいたほうが安全です．千円のヘッドフォンアンプで遊んでいて，2万円を越すヘッドフォンを壊したら泣くに泣けません．

Zobelネットワークによる発振防止については"What's UTiCd ?"さんがわかりやすく解説してくれてます．ただ，Zobelネットワークをきちんと設計するには，スピーカーやヘッドフォンを，抵抗，コイル，コンデンサで表したモデルが必要です．そのモデルが妥当かどうかは，実機のインピーダンスの周波数依存性と照らし合わせて検証するしかありません．ヘッドフォンのインピーダンスの周波数依存性を測定する方法は，上述の電源のそれとほぼ同様ですが，私はファンクションジェネレータも高精度オシロも持っていないので諦めていました．ところが，粗忽ヘッドホンさんがHD650のインピーダンスの周波数依存性測定結果をネットで公開しているのに気づきました．HD580とHD650とがまったく同じ特性というわけにはいかないでしょうが，かなり近いものであるとは言えます．モデルを設定し，spice上でtry&errorで，実測に合うようにしたものを下左図に示します．

インピーダンスの周波数依存性グラフの緑色の線（8kHzあたりまで黄色の線と一致）が，ｔｒｙ&errorで作製したモデルのシミュレーション結果です．粗忽ヘッドホンさんの計測は20kHzまでですが，シミュレーションは200kHzまで外挿しています．なお，このシミュレーションは，CircuitMakerのStudent版ではできません．今回は，その筋の友人に頼んでCircuitMaker2000でやりました．モデルで大切なのは，直列に入っている抵抗とコイルの値です．問題となる高域側の挙動はこの二つで決まり，これらの値が分かればZobelネットワーク設計ができます．設計方法はElliott Sound Productsに詳しく述べられています．その方法に従って求めたZobelネットワークを組み込んだ回路図が上右図であり，シミュレーション結果がグラフ中の黄色の線です．高周波域におけるインピーダンスの急上昇を押さえることができます．計算上ではC6の値は0.015uFくらいです．これを0.0１uFにしたため，50-60kHzあたりで，やや盛り上がりました．

いうまでもない話ですが，今回設計したZobelネットワークはHD580/HD650に合わせたものであり，他のヘッドフォンにはまったく効果が無いか，むしろ悪影響がでるおそれもあります．採用を検討するときは，紹介したページをよく理解した上で設計してください．

出入力のインターフェイス回路をまとめると下図のようになります．下図のC2:10uFおよびC3:470uFのコンデンサに並列に入っている0.1uFのコンデンサは，私のおまじないです．R8およびR9の1MΩの抵抗はS1あるいはS2のスイッチをコンデンサを介さない側に切替えたとき，C2およびC3のコンデンサの片端が浮いてしまうのを避けるために入れています．

25.4　部品選定・製作

実際に製作した電源は下図のものです．

トランジスタやオペアンプを手持ちのものに代えて，トランジスタフィルタ直前とオペアンプの電源部にフィルムコンデンサ(C4,C5)を入れます．もうひとつは電源からのラインにリセッタブルヒューズ(F1)を挿入します．発振・暴走対策です．電流供給を担うトランジスタQ1はパワトラの2SD2012（Ic=3A、Pc=25W）です．オペアンプU1はHA17741（日立のLM741）です．これはそのうちにJFET入力のオペアンプと交換すべきでしょう．グラウンド出力のプッシュプルには2SC2236/２SA966（Ic=1.5A、Pc=0.9W）を採用します．このペアはけっこう出力に余裕があります．R5は20kΩの可変抵抗にしています．ここを調整すれば，正負出力をぴったり同じ絶対値に持っていけます．

電源部の部品リストです．基板とケースも入れてます．一応，価格は書いていますが，多くの部品は「高速増幅素子による高性能ヘッドフォンアンプ摸作」をバラしてのリユースです．コストはトータルで1000円程度です．

1000uFの電解コンデンサが秋月の特価品ですがものはPanasonicのFCです．それほど劣るものというわけでもないでしょう．気に入らなければ取り替えてもいいし，OSコンをパラに入れる手もあります．

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次は出入力インターフェイスです．入出カップリングの無極性電解コンデンサに，はじめてMUSEを使うことにしました．先に示したシミュレーションでは入力のカップリングコンデンサは10uFでしたが，サイズが同じとわかったので22uFに容量を増しました．これらはアスカ情報システムから通販で買いました．定形外郵便で発送してもらえたので送料が格安に済んで助かりました．

Zobelを組む抵抗には，1/2Wのものを使いました．シミュレーションによれば電源電圧が30Vで，フルスイングで発振すると，この抵抗の発熱は1/4Wを少し越すことがわかったからです．

出入力インターフェイスの部品はトータルで500円程度でしょう．

実体配線図と組上げたものです．

秋月95×72mmのガラエポ基板の左半分に電源回路と出入力インターフェイス回路を組み付けます．上側にオーディオ信号の入力カップリングコンデンサ，真ん中は電源です．左からコモンモードフィルタ，トランジスタリップルフィルタ，両電源仮想接地回路です．そして下側にオーディオ信号の出力回路のカップリングコンデンサとZobelネットワークです．玉虫色のMUSEが聳え立っています．増幅部を基板右側に８本の丸ピンで接続します．上2本がLRのInput，その下が電源の正側，中2本が仮想グラウンド，その下が電源の負側，さらにその下の2本がLRのOutputです．仮想グラウンドについては銅箔で面積を稼ぐことにしました．

入力インターフェイスの可変抵抗より上流の部品は，可変抵抗に直接半田付けしました．

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25.5　47Ampの製作

電源回路と出入力インターフェイス回路だけを作っても何の音もしませんから，基本になる増幅回路として47Ampを作ります．この回路は２回路入りの２個のオペアンプを，左右両チャンネルに割り当てる構成と，「高速増幅素子による・・」方式の入力部とボルテージフォロワ部をそれぞれに割り当てる構成とが考えられます．後者を採用します．この構成にすれば，ボルテージフォロワ部のオペアンプを装填しなければ，回路は単なる非反転のChu Moy Ampと同じになりますから，もっともベーシックな音を確認できるからです．

いまさらですが回路図です．今回は帰還抵抗を51kΩとやや大きめにしました．最大音量でどの程度ノイズがのるかを調べようという意図です．

部品リストです．一応，価格は書いていますが，これもリユース部品がほとんどです．オペアンプにはとりあえずNJM5532DとNJM4580DDのコンビをいれます．オペアンプを除けば300円もしないでしょう．

回路は秋月72×48mmのガラエポ基板を半分に切断したものに組み付けます．増幅回路だけなので，大きなコンデンサ類を取り付けなくてすむので，スペースには余裕があります．

両端オスの丸ピンソケットを基板に半田付けするには，半田面がトップに出ないと不可能です．今回は片面基板を用い，半田面を下にしますから半田付けはできません．そこで結線だけを半田で行い，ソケットは基板にエポキシ樹脂で固定しました．

25.6　製作品のチェックと試聴

ACアダプタを付けて通電し，正負電圧を確認すると，0.3Vくらいずれがありましたが，これは半固定抵抗の調整でゼロにできました．ついで出入力インターフェイスを基板に取り付けました．さらにボリュームに部品を取り付けました．さらにケースに入れる前にスイッチ類と出入力プラグ・ジャックを仮結線して，アンプ部は取り付けず，入出力を直結したうえで，入力にMP3からオーディオ信号をいれて，100円ヘッドフォンで出力が取れること，ボリュームが機能することを確認しました．

ケースは「高速増幅素子・・・」の時に使ったダイソーのケースに穴をあけなおして流用です．

アンプ部を取り付けて試聴しました．まずは100円ヘッドフォンを一通り鳴らしてみて，2時間ほど連続運転して，異常なことが起こらないことを確認しました．次は，HD580を接続しての試聴です．

金田式モドキのボリュームは覚悟していたより使えます．回転角度の60％程度で，ほぼ最大音量に達しているように感じますが，音量調整はできます．ボリュームのギャグエラーが強調した感じで現れることを恐れていましたが，幸いなことにボリュームをぎりぎりまで絞り込んだ領域で気付くレベルで，普通の操作では気になりません．

私はWAVで90秒間の無音ファイルを作っています．出力側も入力側も音量を最大に設定して，これを再生してみましたが，このチェックでも私の耳には音はきこえませんでした．

音色ですが，「高速増幅素子による高性能ヘッドフォンアンプ摸作」をバラしてしまったため直接の比較はできまんが，ほとんど同じ系統の音だと思います．

出入力にフィルターを通した場合とダイレクトの場合の音色の違いは，予想していたよりはるかに小さいです．試聴を始めてすぐは何か違いがあるような気がしたのですが，時間をかけて鳴らしているうちに違いが分からないレベルになりました．フィルターを通すほうが，マイルドのような気がしないでもないですが，正直言って，ブラインドテストをやったら聴き分けはできないと思います．

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